Filter Express VI Gibt die folgenden Filtertypen an: Tiefpass, Hochpass, Bandpass, Bandsperre oder Glättung. Die Voreinstellung ist Lowpass. Enthält folgende Optionen: Cutoff Frequency (Hz) 8212Spezifiziert die Cutoff-Frequenz des Filters. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option Tiefpass oder Hochpass auswählen. Die Voreinstellung ist 100. Low Cutoff-Frequenz (Hz) 8212Spezifiziert die niedrige Cutoff-Frequenz des Filters. Die Low Cutoff-Frequenz (Hz) muss kleiner als High Cutoff-Frequenz (Hz) sein und das Nyquist-Kriterium beachten. Die Standardeinstellung ist 100. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option Bandpass oder Bandstop auswählen. Hohe Cutoff-Frequenz (Hz) 8212Spezifiziert die hohe Cutoff-Frequenz des Filters. Hohe Cutoff-Frequenz (Hz) muss größer als Low Cutoff-Frequenz (Hz) sein und das Nyquist-Kriterium beachten. Die Standardeinstellung ist 400. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option Bandpass oder Bandstop auswählen. Finite Impulsreaktionsfilter (FIR-Filter) 8212 Erstellt ein FIR-Filter. Die nur von den aktuellen und vergangenen Eingängen abhängt. Da der Filter nicht von vergangenen Ausgängen abhängt, zerfällt die Impulsantwort in einer begrenzten Zeit auf Null. Da FIR-Filter eine lineare Phasenantwort zurückgeben, verwenden Sie FIR-Filter für Anwendungen, die lineare Phasenreaktionen erfordern. Taps 8212Spezifiziert die Gesamtzahl der FIR-Koeffizienten, die größer als Null sein müssen. Die Standardeinstellung ist 29. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie die Filteroption Finite Impulse Response (FIR) auswählen. Eine Erhöhung des Wertes von Taps bewirkt, daß der Übergang zwischen dem Durchlaßband und dem Sperrband steiler wird. Wenn jedoch der Wert von Taps zunimmt, wird die Verarbeitungsgeschwindigkeit langsamer. Infinite impulse response (IIR) filter 8212 Erstellt ein IIR-Filter, das ein digitales Filter mit Impulsantworten ist, die theoretisch unendlich lang sein können. Topologie 8212 Bestimmt den Designtyp des Filters. Sie können entweder ein Butterworth, Chebyshev, Inverse Chebyshev, Elliptic oder Bessel-Filter-Design zu erstellen. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie die Option Infinite Impulsantwort (IIR) auswählen. Die Standardeinstellung ist Butterworth. Auftrag 8212Order des IIR-Filters, der größer als Null sein muss. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie die Option Infinite Impulsantwort (IIR) auswählen. Die Voreinstellung ist 3. Durch Erhöhung des Auftragswertes wird der Übergang zwischen dem Durchlassband und dem Sperrband steiler. Wenn jedoch der Wert der Ordnung zunimmt, wird die Verarbeitungsgeschwindigkeit langsamer und die Anzahl der verzerrten Punkte am Beginn des Signals nimmt zu. Gleitender Durchschnitt 8212Filtriert nur FIR-Koeffizienten. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option "Glättung" auswählen. Rectangular 8212Spezifiziert, dass alle Samples im Moving-Average-Fenster gleichmäßig in der Berechnung jedes geglätteten Samples gewichtet werden. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option "Glättung" und die Option "Gleitender Durchschnitt" auswählen. Dreieck 8212Spezifiziert, dass das bewegte Gewichtungsfenster, das auf die Proben angewendet wird, dreieckig ist, wobei der Spitzenwert in der Mitte des Fensters zentriert ist, wobei er symmetrisch auf beiden Seiten der mittleren Probe nach oben abfällt. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option "Glättung" und die Option "Gleitender Durchschnitt" auswählen. Halbbreite des gleitenden Durchschnittes 8212Spezifiziert die Halbwertsbreite des gleitenden Durchschnittsfensters in Stichproben. Der Standardwert ist 1. Für eine halbe Breite des gleitenden Mittelwerts von M ist die gesamte Breite des gleitenden Durchschnittsfensters N 1 2M Abtastwerte. Daher ist die volle Breite N immer eine ungerade Anzahl von Abtastwerten. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option "Glättung" und die Option "Gleitender Durchschnitt" auswählen. Exponential 8212Yields erster Ordnung IIR Koeffizienten. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option "Glättung" auswählen. Zeitkonstante des exponentiellen Mittelwertes 8212Spezifiziert die Zeitkonstante des exponentiellen Gewichtungsfilters in Sekunden. Der Standardwert ist 0,001. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie im Pulldown-Menü "Filtertyp" die Option "Glättung" und die Option "Exponential" auswählen. Zeigt das Eingangssignal an. Wenn Sie Daten mit dem Express-VI verbinden und ausführen, zeigt das Eingangssignal die realen Daten an. Wenn Sie das Express-VI schließen und erneut öffnen, zeigt das Eingangssignal Beispieldaten an, bis Sie das Express-VI erneut ausführen. Zeigt eine Vorschau der Messung an. Das Ergebnisvorschau-Diagramm zeigt den Wert der ausgewählten Messung mit einer gestrichelten Linie an. Wenn Sie Daten an das Express-VI ausgeben und das VI ausführen, zeigt Ergebnisvorschau reale Daten an. Wenn Sie das Express-VI schließen und erneut öffnen, zeigt Ergebnisvorschau Beispieldaten an, bis Sie das VI erneut ausführen. Wenn die Grenzfrequenzwerte ungültig sind, zeigt die Ergebnisvorschau keine gültigen Daten an. Enthält die folgenden Optionen: Hinweis: Das Ändern der Optionen im Ansichtsmodusabschnitt wirkt sich nicht auf das Verhalten des Filter Express-VIs aus. Verwenden Sie die Ansichtsmodusoptionen, um zu visualisieren, was der Filter für das Signal ausführt. LabVIEW speichert diese Optionen nicht, wenn Sie das Konfigurationsdialogfeld schließen. Signale 8212Die Filterantwort wird als reale Signale angezeigt. Als Spektrum anzeigen 8212Spezifiziert, ob die realen Signale der Filterreaktion als Frequenzspektrum angezeigt werden sollen oder die Anzeige als zeitbasierte Anzeige zu verlassen. Die Frequenzanzeige ist nützlich, um zu sehen, wie der Filter die verschiedenen Frequenzkomponenten des Signals beeinflusst. Standardmäßig wird die Filterantwort als zeitbasierte Anzeige angezeigt. Diese Option ist nur verfügbar, wenn Sie die Option Signals auswählen. Übertragungsfunktion 8212Die Filterantwort wird als Übertragungsfunktion dargestellt. Enthält die folgenden Optionen: Magnitude in dB 8212Phält das Magnitudenverhalten des Filters in Dezibel. Frequenz im Protokoll 8212PHält den Frequenzgang des Filters auf einer logarithmischen Skala. Zeigt die Amplitudenreaktion des Filters an. Diese Anzeige ist nur verfügbar, wenn Sie die Funktion Übertragungsmodus anzeigen wählen. Zeigt den Phasengang des Filters an. Diese Anzeige ist nur verfügbar, wenn Sie die Funktion "Ansicht-Modus" auf "Übertragung" eingestellt haben. Moving-Average-Notch-Filter US 4232192 AA-Moving-Average-Kerbfilter mit einer wohldefinierten Phasencharakteristik zur Verwendung bei der Beseitigung von Oszillationsfrequenzen in einem Tonverstärkungssystem, Ist ein Ausgang YK gemäß der Systemgleichung EQU1, wobei b 1 die Gewichtungskoeffizienten sind, X Ki Eingangsabtastwerte sind und K eine Konstante ist. Dieses Filter kann so ausgelegt sein, daß es eine lineare Phasencharakteristik aufweist. In einer Ausführungsform kann die Lage der Kerbe in dem Frequenzgang des Filters durchgeführt werden, um die Drift einer akustischen Oszillationsfrequenz automatisch zu verfolgen. 1. Schallverstärkersystem mit: einer ersten Wandlereinrichtung zum Liefern eines Signals in Übereinstimmung mit Schallwellenanregungen in der Umgebungsverstärkungseinrichtung zum Verstärken der Signalfiltereinrichtung mit einer Kerbe darin, die einer Oszillationsfrequenz des Signals entspricht Und eine zweite Wandlereinrichtung zum Umwandeln des Ausgangssignals aus der Filtereinrichtung in von einem Zuhörer erfassbare Erregungen, wobei die Verbesserung darin besteht, daß die Filtereinrichtung eine gleitende Durchschnittsfiltereinrichtung mit einem Frequenzgang mit mindestens einer darin befindlichen Kerbe, dem Ausgang YK, ist Des gleitenden Durchschnittsfilters in Übereinstimmung mit der Systemgleichung EQU9 abgeleitet wird, wobei die bs Gewichtungskoeffizienten sind, die Xs Eingangsabtastwerte von den Verstärkungsmitteln sind, S und K Konstanten sind und jeder Ausgang YK aus M1 Abtastwerten zusammengesetzt ist und wobei Die Phasencharakteristik der Gleitmittelmittelfiltereinrichtung in der Nähe von und an der Kerbe gut definiert ist, um die Anzahl möglicher Oszillationsfrequenzen an der Kerbe auf eine endliche Zahl zu beschränken, wobei die Gleitmittelfiltereinrichtung ferner aufweist: eine Takteinrichtung Zum Erzeugen eines Taktsignalspeichermittels zum Abtasten des Ausgangssignals von dem Verstärkungsmittel in Übereinstimmung mit dem Taktsignal und zum Speichern und Verschieben von mindestens M1 Abtastungen in Übereinstimmung mit dem Taktsignal und automatischen Taktsteuermitteln zum Steuern der Frequenz des Taktsignals in In Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal der gleitenden Mittelwertfiltereinrichtung, um dadurch die Lage der wenigstens einen Kerbe im Frequenzgang der gleitenden Mittelfiltereinrichtung zu steuern. 2. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, 3. Schallverstärkersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Mitteln zum Bewegen des Mittels folgendes aufweisen: eine Speichereinrichtung zum Halten von mindestens M1 Eingangsabtastwerten zur individuellen Gewichtung jedes der M1 Eingangsabtastwerte entsprechend ihrer Position in der Speichereinrichtung Eine Summiereinrichtung zum Addieren der gewichteten M1-Eingangsabtastwerte und zum Anlegen eines Signals, das diese Summe repräsentiert, als Ausgangssignal YK der gleitenden Mittelfiltereinrichtung und Taktmittel zum Erzeugen eines Taktsignals zum Steuern der Speichereinrichtung zum Abtasten des Ausgangssignals der Verstärkungseinrichtung Eine neue Eingangsabtastung zu erhalten und die in der Speichereinrichtung gespeicherten M1-Eingangsabtastwerte richtig zu verschieben, so daß der in KiS gespeicherte Eingangsabtastwert in der Speicherstelle KiS-1 gespeichert wird, wobei 08806i8806M1 und der neueste Eingangsabtastwert in der Speicherstelle gespeichert werden K und die älteste gespeicherte Eingabe in KNS wird gelöscht. 4. Schallverstärkungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Speichereinrichtung eine abgestufte Verzögerungsleitung mit M1-Abgriffen aufweist. 5. Schallverstärkersystem nach Anspruch 1, bei dem die automatische Taktsteuervorrichtung aufweist: eine Einrichtung zum Erkennen einer Rückkopplungsoszillationsfrequenz in dem Ausgang des Gleitmittelmittelfilters; eine erste Einrichtung zum Erzeugen eines Signals proportional zu der Oszillationsfrequenz und eine zweite Mittel zum Erzeugen eines Steuersignals in Übereinstimmung mit dem Signal, das zu der Oszillationsfrequenz proportional ist, zum Steuern der Frequenz des Taktsignals. 6. Schallverstärkersystem nach Anspruch 5, bei dem die erste Einrichtung einen Frequenz-Spannungs-Wandler zum Erzeugen einer Spannung aufweist, die proportional zu der Frequenz ausgewählter Ausgangssignale von dem Filtermittel des gleitenden Mittels ist, und einen Schalter zum Anlegen der Die von den ersten Mitteln erzeugt werden, zu den zweiten Mitteln, wobei die Erkennungseinrichtung mit dem Ausgang der Filtereinrichtung für ein gleitendes Mittel verbunden ist, um ein vorbestimmtes Ausgangssignal zu liefern, wenn eine Oszillationsfrequenz vorhanden ist, um den Schalter zu schließen, und wobei die zweite Einrichtung aufweist: a Wandler zum Umwandeln der von dem Frequenz-Spannungs-Wandler angelegten Ausgangsspannung mittels des Schalters auf eine Frequenz zum Steuern der Takteinrichtung. 7. Schallverstärkersystem nach Anspruch 6, bei dem die erste Einrichtung ferner einen Speicher zum Speichern der Ausgangsspannung von dem während des letzten Schließens des Schalters angelegten Frequenz-Spannungs-Wandler und eine Einrichtung zum Anlegen dieser gespeicherten Spannung aufweist Zu dem Spannungs-Frequenz-Wandler. 8. Schallverstärkersystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung ferner einen Detektor aufweist, der mit dem Ausgang des Mittels mit gleitendem Mittel verbunden ist, um ein Signal nur dann zu erzeugen, wenn das Filterausgangssignal über einem Schwellenwert liegt. 9. Schallverstärkersystem nach Anspruch 8, bei dem die Erkennungseinrichtung einen Integratordetektor zum Schließen des Schalters enthält, wenn das Ausgangssignal des Integrators nahe Null ist, nachdem eine Anzahl von Impulsen von dem Schwellwertdetektor integriert worden ist. 10. Schallverstärkersystem mit: einer ersten Wandlereinrichtung zur Bereitstellung eines Signals in Übereinstimmung mit Schallwellenanregungen in der Umgebungsverstärkungseinrichtung zum Verstärken der Signalfiltereinrichtung mit einer darin befindlichen Kerbe, die einer Oszillationsfrequenz des zu unterdrückenden Signals entspricht Und eine zweite Wandlereinrichtung zum Umwandeln des Ausgangssignals von der Filtereinrichtung in von einem Zuhörer erfassbare Erregungen, wobei die Verbesserung die Filtereinrichtung umfaßt, die eine gleitende mittlere Filtereinrichtung mit einem Frequenzgang mit wenigstens einer darin befindlichen Kerbe und dem Ausgang YK der Bewegung ist Bei dem die bs Gewichtskoeffizienten sind, die Xs Eingangsabtastwerte von den Verstärkungsmitteln sind, S und K Konstanten sind und jeder Ausgang YK aus M1 Abtastwerten zusammengesetzt ist und wobei die Phasencharakteristik Der gleitenden mittleren Filtereinrichtung in der Nähe von und an der Kerbe gut definiert ist, um die Anzahl möglicher Oszillationsfrequenzen an der Kerbe auf eine endliche Zahl zu beschränken, und eine Einrichtung zum automatischen Steuern der Position der wenigstens einen Kerbe in der Ansprechen der gleitenden Mittelfiltereinrichtung in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal des gleitenden Durchschnittsfilters, wobei die gleitende Mittelwertfiltereinrichtung aufweist: eine Takteinrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals und eine Speichereinrichtung zum Abtasten des Ausgangssignals von der Verstärkungseinrichtung in Übereinstimmung mit Das Taktsignal und zum Speichern und Verschieben von M1 Abtastungen auch in Übereinstimmung mit dem Taktsignal, und wobei die Steuereinrichtung eine automatische Taktsteuervorrichtung aufweist, um die Frequenz des Taktsignals entsprechend dem Ausgangssignal der gleitenden Durchschnittsfiltereinrichtung zu steuern Die Lage der mindestens einen Kerbe im Frequenzgang der gleitenden Mittelfiltereinrichtung zu steuern. 11. Schallverstärkersystem nach Anspruch 10, bei dem die automatische Taktsteuervorrichtung aufweist: eine Einrichtung zum Erkennen einer Rückkopplungsoszillationsfrequenz in dem Ausgangssignal der Filtereinrichtung des Mittels mit gleitendem Mittel und eine Einrichtung zum Erzeugen eines Steuersignals aus der erfaßten Rückkopplungsoszillationsfrequenz Um das Taktsignal zu steuern. 12. Schallverstärkersystem nach Anspruch 10, bei dem die automatische Taktsteuervorrichtung aufweist: einen Detektor zum Erfassen nur von Ausgangssignalen von den Mitteln des beweglichen Mittels oberhalb eines vorbestimmten Schwellenwerts eines Integratordetektors, um zu bestimmen, wann das Ausgangssignal des Detektors auftritt Regelmäßig beabstandete Intervalle und Mittel zum Erzeugen eines Steuersignals aus dem Ausgangssignal des Detektors, wenn dieses detektierte Ausgangssignal in regelmßig beabstandeten Intervallen zeitlich erfolgt, um das Taktsignal zu steuern. Schallverstärkersystem nach Anspruch 12, bei dem die Erzeugungseinrichtung aufweist: einen Frequenz-Spannungs-Wandler zum Erzeugen einer Spannung, die proportional zu der Ausgangsfrequenz ist, von dem Detektor, der gemäß dem Ausgangssignal des Integratordetektors ein Speicher gesteuert wird Zum Speichern des Spannungswertes von dem Frequenz-Spannungs-Wandler, der während des letzten Schließens des Schalters durch den Integratordetektor zugeführt wird, und einen Spannungs-Frequenz-Wandler zum Erzeugen einer Steuerspannung in Übereinstimmung mit der Spannung, die in dem Speicher für die Anwendung gespeichert ist Die Takteinrichtung. 14. Schallverstärkersystem für ein Hörgerät umfassend: einen Verstärker zum Verstärken der Ausgangssignale des Mikrofons eines Filters mit einer darin enthaltenen Kerbe, die einer Oszillationsfrequenz der zu unterdrückenden Verstärkersignale und einem Lautsprecher zum Umwandeln des Ausgangssignals entspricht Von dem Filter in von einem Zuhörer erfassbare Erregungen, wobei die Verbesserung darin besteht, dass das Filter ein Filter mit gleitendem Durchschnitt ist, der eine Frequenzantwort mit mindestens einer Kerbe aufweist, wobei die Phasencharakteristik der Übertragungsfunktion für das gleitende Mittelfilter gut definiert ist In der Nähe von und an der Kerbe, um die Anzahl möglicher Oszillationsfrequenzen an der Kerbe zu einer endlichen Zahl zu begrenzen, und eine Einrichtung zum automatischen Steuern der Position der wenigstens einen Kerbe in der Antwort des gleitenden Durchschnittsfilters in Übereinstimmung mit der Ausgangssignal des gleitenden Durchschnittsfilters, wobei das gleitende Mittelfilter aufweist: eine Takteinrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals und eine Speichereinrichtung zum Abtasten des Ausgangssignals des Verstärkers in Übereinstimmung mit dem Taktsignal und zum Speichern von mindestens M1 Abtastwerten; Steuervorrichtung eine automatische Taktsteuervorrichtung zum Steuern der Frequenz des Taktsignals entsprechend dem Ausgangssignal des gleitenden Durchschnittsfilters aufweist, um dadurch die Position der wenigstens einen Kerbe im Frequenzgang des gleitenden Durchschnittsfilters zu steuern. 15. Amplifikationssystem nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Gleitmittelfilter eine Einrichtung aufweist, um die Phasencharakteristik linear zu machen. 16. Verstärkungssystem nach einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem das Gleitmittelfilter aufweist: eine Speichereinrichtung zum Halten von mindestens M1 Eingangsabtastwerten zum individuellen Gewichten jedes der M1 Eingangsabtastwerte entsprechend ihrer Position in der Speichermittel-Summiereinrichtung Zum Addieren der gewichteten M1-Eingangsabtastwerte und zum Anlegen eines Signals, das für diese Summe repräsentativ ist, als Ausgangssignal des gleitenden Durchschnittsfilters und Taktmittel zum Erzeugen eines Taktsignals zum Steuern der Speichereinrichtung, um das Ausgangssignal des Verstärkers abzutasten, um einen neuen Eingangsabtastwert zu erhalten Und zum ordnungsgemäßen Verschieben der M1 Eingangsabtastwerte, die in der Speichereinrichtung gespeichert sind, derart, daß jeder an der Speicherstelle Ki gespeicherte Eingangsabtastwert nun in der Speicherstelle Ki-1 gespeichert wird, wobei 08806i8806M1 und der neueste Eingangsabtastwert in der Speicherstelle K und gespeichert sind Wird das älteste gespeicherte Eingangsmuster gelöscht. 17. Verstärkungssystem nach einem der Ansprüche 16 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Speichereinrichtung eine abgestufte Verzögerungsleitung mit M1-Abgriffen aufweist. Verstärkersystem nach Anspruch 14, bei dem die automatische Taktsteuervorrichtung umfasst: eine Einrichtung zum Erkennen einer Rückkopplungsoszillationsfrequenz in dem Ausgang des gleitenden Durchschnittsfilters und eine Einrichtung zum Erzeugen eines Steuersignals aus der detektierten Rückkopplungsoszillationsfrequenz zum Steuern Das Taktsignal. Verstärkersystem nach Anspruch 14, bei dem die automatische Taktgebereinrichtung folgendes aufweist: einen Detektor zum Erfassen nur von Ausgangssignalen von dem gleitenden Mittelfilter oberhalb eines vorbestimmten Schwellenwerts eines Integratordetektors, um zu bestimmen, wann das Ausgangssignal des Detektors in regelmäßigen Abständen auftritt Zeitintervalle und Mittel zum Erzeugen eines Steuersignals aus dem Ausgangssignal des Detektors, wenn dieses detektierte Ausgangssignal in regelmßig beabstandeten Intervallen auftritt, um das Taktsignal zu steuern. HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Schallverstärkungssysteme und insbesondere auf einen stabilen Filter zur Beseitigung von akustischer Rückkopplung in solchen Systemen. 2. Beschreibung des Standes der Technik Die vorliegende Erfindung findet Anwendungen in einer Vielzahl von Tonverstärkungssystemen, einschließlich öffentlichen Adressensystemen und anderen Situationen, in denen eine beträchtliche Schallverstärkung und verwandte Rückkopplungsoszillationsprobleme auftritt, Anwendung. Da die vorliegende Erfindung jedoch besonders gut für Hörgeräteanwendungen geeignet ist, wird die Erfindung im Zusammenhang mit einem Hörgerätesystem erläutert. Wie dem Fachmann bekannt ist, weist jedem Instrument die Schwingungsfähigkeit zu, wenn ein Teil des Ausgangssignals des Instruments akustisch in das Mikrophon zurückgeführt wird. Diese Situation ist in Blockdiagrammform in Fig. 1 dargestellt. 1, wobei das Bezugszeichen 14 ein Hörgerät mit einer Übertragungsfunktion H HA (f) mit einem Eingang x auf der Leitung 10 und einem Ausgang y auf der Leitung 15 bezeichnet. Zu Erläuterungszwecken wird angenommen, dass dieses besondere Hörgerätesystem a ist Linearen Systems. Ein Rückkopplungspfad mit einer Übertragungsfunktion HFB (f) wird im allgemeinen entweder durch mechanische Kopplung des Empfängers mit den Mikrofonwandlern im Hörgerät selbst oder häufiger durch eine Leckage zwischen dem Gehörgang und der Ohrform erhalten. Für die mechanische Kopplung kann die Rückkopplungsübertragungsfunktion als H FB (f) 945 modelliert werden. Für die Ohrenkanalleckage kann die Rückkopplungsübertragungsfunktion als H FB (f) 945e - j2 960f964 modelliert werden. Beide der oben genannten Modelle basieren auf der Annahme, daß 94588061. Diese Rückkopplungsübertragungsfunktion ist in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 16, das einen Eingang von der Ausgangsleitung 15 annimmt und sein Ausgangssignal als ein Eingangssignal an einen Addierer 12 anlegt, der die Eingangsleitung 10 als seinen anderen Eingang aufweist. Die Übertragungsfunktion des in Fig. 1 zu: EQU2 Um die Stabilität für das obige Rückkopplungssystem zu erhalten, müssen die Pole der oben erwähnten Übertragungsfunktion, Gleichung 1, negative Realteile haben. Wenn die Pole dieser Übertragungsfunktion keine negativen Realteile haben, dann tritt die Instabilität an den charakteristischen Wurzeln des komplexen Nennerpolynoms auf: Diese Gleichung ergibt zwei reelle Pendants: Die Gleichungen 3 und 4 bestimmen, wann und wo diese Rückkopplungsinstabilität auftreten wird. Bei Hörgeräten, die zur Bereitstellung von Verstärkung ausgelegt sind, kann die Größe H HA (f) sehr groß sein. Für beide oben erwähnten Rückkopplungspfadmodelle ist die Rückkopplungsgrßenfunktion HFB (f) 945. Somit muss gemß Gleichung 3 945 so klein wie möglich gemacht werden, um zu ermöglichen, dass die höchste Verstärkung des Hörgeräts realisiert wird, bevor eine Rückkopplung erfolgt. Allerdings gibt es physikalische Grenzen für die Kleinheit von 945, weil Ohrkanallecks können nicht vollständig verhindert werden. Somit muss gemäß Gleichung 3 die die Hörhilfeverstärkung repräsentierende Größenfunktion H HA (f) begrenzt werden, wenn keine Rückkopplungsschwingung auftreten soll. Der Frequenzgang des Gesamtsystems mit Rückkopplung ist in Fig. 1 dargestellt. 2, wobei es eine einzige Oszillationsrückkopplungsfrequenz f fb in dem interessierenden Frequenzband gibt. Für ein System mit dem in Fig. 2 ist es offensichtlich, dass eine Lösung für dieses Rückkopplungsschwingungsproblem darin besteht, ein Kerbfilter zu verwenden, um die Größenfunktion H HA (f) zu modifizieren, so dass die resultierende Übertragungsfunktion bei der Oszillationsfrequenz verschwindet. Dieses Kerbfilter kann durch eine Übertragungsfunktion dargestellt werden: Das modifizierte Blockdiagramm erscheint nun, wie in Fig. Die einzige Änderung in dieser Figur war die Hinzufügung der Übertragungsfunktion 18, die die Übertragungsfunktion der Kerbe darstellt. Unter Verwendung einer Ableitung analog der Ableitung für die Gleichungen 3 und 4 können die folgenden Stabilitätsgleichungen für das System von Fig. 1 erhalten werden. 3: Da die Größenfunktion H NOTCH (f) für eine bestimmte Oszillationsfrequenz sehr klein ist, erscheint es möglich, diese Oszillationsfrequenz zu eliminieren. Wir haben die Gleichungen 4 und 7 nicht im Zusammenhang mit der Bestimmung der richtigen Kerbübertragungsfunktion diskutiert. Diese Gleichungen bestimmen jedoch, wo im Frequenzbereich die Oszillationen auftreten werden, wenn sie überhaupt auftreten. Das herkömmliche Kerbfilter ist typischerweise ein analoges Filter, das eine Kaskade aus mehreren Abschnitten zweiter Ordnung mit jeweils einer Übertragungsfunktion aufweist: EQU3 Jede dieser Funktionen zweiter Ordnung zeigt eine Übertragungsfunktionsgröße H CONV (f), wie in Fig. 4 und eine Phasencharakteristik, wie in Fig. Aus einer Übersicht der Fig. 5, daß bei der Kerbfrequenz 969 N. Wobei 969 N 969 0 1 die Phasencharakteristik um 960 Radiante springt. Also genau bei der Kerbfrequenz f N. Wo idealerweise die Größe der Übertragungsfunktion H NOTCH (f) verschwindet, wird die Phasencharakteristik 952 CONV (f) nicht genau bestimmt. Der Effekt der unbestimmten Natur der Phasencharakteristik dieses Notchfilters ist, dass die Gleichung 7 nicht länger eine Grenze für die Anzahl von Frequenzlösungen für die Gleichung 6 ist, die eine Rückkopplungsschwingung verursachen wird. Da die hohe Verstärkung des typischen Hörgeräts bewirkt, daß die Gleichung 6 durch eine Anzahl von Frequenzen erfüllt wird, wird das System bei einer beliebigen dieser Frequenzen oszillieren und dennoch die Gleichung 7 erfüllen. Unter praktischen Umständen kann das herkömmliche Kerbfilter geringfügig sein So daß die Kerbe etwas oberhalb oder etwas unterhalb der Anfangsfrequenz der Oszillation auftreten kann. Eine Übersicht über die in Fig. 5 zeigt, dass die Phase bei der Kerbfrequenz nun bestimmt wird. Daher erlauben die Lösungen der Gleichungen 6 und 7 nur einen endlichen Satz von Oszillationsfrequenzen. Aus einer Betrachtung der Größe der in Fig. Aus Fig. 4 ist ersichtlich, daß diese geringfügige Fehleinstellung nur eine geringe Verstärkungsreduktion bei der Oszillationsfrequenz fN bewirkt. Somit wird die entsprechende Verstärkungszunahme in H HA (f) auf wenige db höchstens begrenzt. Es wurden verschiedene Versuche unternommen, dieses akustische Rückkopplungsproblem in Verbindung mit anderen Entwurfszielen zu lösen. Beispielsweise wird eine anhängige Anmeldung von Graupe, Beex und Causey, Ser. Nr. 660513, eingereicht am 23. Februar 1976, befasst sich mit einem selbstregressiven oder rekursiven Filter zur Anpassung des Frequenzgangs eines Filters an einen gewünschten Frequenzgang, der erforderlich ist, um die Defekte im Frequenzspektrum eines bestimmten Zuhörers zu kompensieren. Jedes digitale Filter des rekursiven Typs muss ein Verfahren zum Abtasten von Eingängen (d. h. Schallpegel zu verschiedenen Zeitpunkten) aufweisen und die aus diesem Abtastverfahren gewonnenen Informationen kombinieren, um zu der von dem System ausgeübten Steuerung zu gelangen. Solche digitalen Filter der rekursiven Art nicht nur Probe und Verwendung von Daten aus der Umgebung wird abgetastet, sondern auch eine Berechnung auf der Grundlage von vorherigen Berechnungen. Das in der oben erwähnten Anmeldung offenbarte Filter ist dadurch gekennzeichnet, daß im allgemeinen weniger Proben erforderlich sind, um die gewünschte Filterfrequenzantwort zu erhalten. Eine solche kleinere Anzahl von erforderlichen Proben wird durch die Verwendung der rekursiven Rückkopplung des Systems ermöglicht, die zusätzliche Begriffe bereitstellt, die in Übereinstimmung mit Y (K-1) variieren. Y (K-2) usw. Diese Art von Filter kann spezifisch ausgelegt sein, um eine Kerbe zu haben, um akustische Rückkopplungsfrequenzen zu entfernen. Jedoch kann diese Art von Filter bei bestimmten Frequenzen aufgrund der Pole in ihrer Übertragungsfunktion instabil sein. Diese Instabilität würde deutlich werden, wenn die abgetasteten Eingaben für das rekursive Filter aufeinanderfolgend Null für mehrere Lesungen sind, da dann ein Ausgang vorhanden ist, obwohl die Eingaben über einen längeren Zeitraum null geblieben sind. Im Vergleich zu einem gleitenden Mittelwertfilter ist dieser Filtertyp in der Regel empfindlicher gegenüber Parametervariationen aufgrund der wenigen im System verwendeten Parameter. Das heißt, die Änderungen der Frequenzantwort, die durch Temperaturdrift und andere Bauteiltoleranzen verursacht werden, sind im Vergleich viel größer und könnten in einigen Fällen ein stabiles System zur Instabilität treiben. Darüber hinaus ist es mit einem rekursiven Filter, wie in der oben erwähnten Anmeldung offenbart, nicht möglich, eine exakte lineare Phasenreaktion zu erhalten. (Siehe die Rabiner - und Gold-Referenz, die im folgenden auf Seite 206 angeführt wird). Zusätzlich wird die bloße Existenz von Pole in einer Filtertransferfunktion bewirken, daß die Übertragungsfunktion sich schnell ändernde Phasencharakteristiken am Ort der Pole aufweist. Siehe Rabiner und Gold, Seite 824. Da eine Kerbeinführung in einem rekursiven Filter im allgemeinen eine Polstelle direkt angrenzend an die Kerbe selbst erfordert, wird dies dazu führen, daß die Phasencharakteristik an der Kerbfrequenz schnellen Änderungen oder sogar unbestimmtem Verhalten unterliegt Wie bei herkömmlichen analogen Filtern. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Verstärkung eines Schallsystems bei der Oszillationsfrequenz oder - frequenzen für dieses System mittels eines inhärent stabilen Filters im wesentlichen zu eliminieren. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Rückkopplungsoszillationsfrequenz oder Frequenzen aus einer Schallverstärkersystem-Übertragungsfunktion mittels eines Filters mit einer wohldefinierten Phasencharakteristik zu entfernen. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Rückkopplungsoszillationsfrequenz von einer Schallübertragungsfunktion mittels eines Filters mit einer linearen Phasencharakteristik zu entfernen. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Filter mit gleitendem Mittel aufzubauen, um das Auftreten der Rückkopplungsoszillationsfrequenz eines Schallsystems zu verhindern. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, zu verhindern, dass die Rückkopplungsoszillationsfrequenz in einem Schallsystem mit einem Filter auftritt, der automatisch seine Kerbe einstellt, um eine sich ändernde Rückkopplungsoszillationsfrequenz zu entfernen. ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG Um die vorstehenden Aufgaben zu lösen, legt die vorliegende Erfindung ein Schallverstärkungssystem mit einem gleitenden Mittelfilter mit einem nach der Systemgleichung EQU4 abgeleiteten Ausgang fest, wobei das System eine gut definierte Phasencharakteristik zum Entfernen der Rückkopplung aufweist Oszillationsfrequenzen im System. Dieses gleitende Mittelfilter kann so ausgelegt sein, daß es eine lineare Phasencharakteristik aufweist. In einer Ausführungsform dieser Erfindung kann dieses gleitende Mittelfilter so ausgelegt sein, dass es automatisch die Kerbe zur Aufhebung der Rückkopplungsoszillationsfrequenz in Übereinstimmung mit Änderungen dieser Rückkopplungsoszillationsfrequenz bewegt. KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN 1 ist ein Blockdiagramm, das die Übertragungsfunktion-Rückkopplungskonfiguration in einem typischen Schallsystem darstellt. 2 ist eine graphische Darstellung eines typischen Frequenzgangs mit einer akustischen Rückkopplungsschwingung bei einer Frequenz. 3 ist ein Blockdiagramm der Übertragungsfunktion eines Schallsystems mit akustischer Rückkopplung und einem Sperrfilter. Fig. 4 ist eine graphische Darstellung des Betragsverhaltens eines herkömmlichen Kerbfilters unter Verwendung eines Abschnitts zweiter Ordnung. 5 ist eine graphische Darstellung der Phasencharakteristik eines herkömmlichen Kerbfilters unter Verwendung eines Abschnitts zweiter Ordnung. 6 ist eine graphische Darstellung des Ortes einer Oszillationsfrequenz in den Größen - und Phasenplots für eine typische Hörhilfe-Übertragungsfunktion. 7 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Verfahrens zum Implementieren des gleitenden Durchschnittsfilters der vorliegenden Erfindung. Fig. 8 ein schematisches Schaltbild gemäß Fig. Fig. 7 und Fig. 9 ist ein schematisches Schaltbild, das eine automatisch einstellbare Steuerung der Kerbposition der Schaltung von 1 implementiert. DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM Das Schallverstärkungssystem der vorliegenden Erfindung konzentriert sich in erster Linie auf die Phasenbeziehung der übertragenen Signale im Gegensatz zu einem Fokus auf die Amplitudencharakteristiken des Signals wie im Stand der Technik. Insbesondere hat der vorliegende Erfinder erkannt, daß durch Vorsehen einer wohldefinierten Kerbfilterphasencharakteristik über eine interessierende Bandbreite das System eine endliche stabile Anzahl von Oszillationsfrequenzen aufweist, die gekerbt werden können. Um das Ziel einer wohldefinierten Phasenkennlinie für das System zu erhalten, wurde ein Filter mit gleitendem Durchschnitt, der manchmal als ein Finiten-Impulsantwortfilter oder ein nicht rekursives Filter bezeichnet wird, gewählt, um das Kerbfilter für die Tonverstärkung zu implementieren Anwendungen. The basic moving-average filter formulation is: EQU5 where Y K is the output, the bs represent coefficients for the filter, the Xs are input samples, S is a constant, and the samples are summed from the sample K-S through the sample K-S-M. For purposes of the following discussion, it will be assumed that S0. A variety of different design techniques are available for effecting a moving-average notch filter. By way of example, Sections 3.7 through 3.40 of the reference Theory and Applications of Digital Signal Processing, by L. R. Rabiner and B. Gold, Prentiss Hall, Inc. Englewood Cliffs, N. J. 1975, discloses several different moving-average design techniques. Although the present invention is not limited to any particular moving-average design technique, a design technique for a simple notch filter will be illustrated, by way of example. This design technique is implemented by first rewriting the equation (9) with z transforms, where ze j2 960fT. Z transform analysis is the normal means of computing the frequency response in a discrete time domain. In this regard, the unit circle obtained in the utilization of this analysis is analogous to the j969 axis in a Fourier analysis. By factoring the term X(z) from equation (10) we obtain the following equation: By dividing both sides of the equation (11) by X(z), equation (11) becomes: EQU6 By placing one or more of the zeros of the function H(z) on the unit circle, a simple notch filter frequency response is realized. Thus, if we now choose the bs such that (b 0 b 1 z -1. b M z - M )0 for z N e j2 960.spsp. fN T. then a notch filter frequency response is obtained with the notch located at the frequency f N and with the sample frequency f S equal to 1T. A variety of computer programs are available for obtaining solutions for the b coefficients. By way of example, this equation could be solved in accordance with the reference A Computer Program for Designing Optimum FIR Linear Phase Digital Filters, by J. H. McClellan, T. W. Parks and L. R. Rabiner, IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Vol. AU-21, pages 506-526, December 1973, which sets forth a detailed Fortran computer program for designing FIR digital filters. Another computer program which could be utilized to obtain solutions for the above-noted equation is set forth in the article Statistical Design of Non-recursive Digital Filters, by D. C. Farden and L. L. Scharf, IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Digital Processing, Vol. ASSP-22, No. 3, June 1974, pages 188-196, which discloses a second Fortran routine for use in the design of moving-average digital filters. Additional requirements may be imposed on the solution for the b coefficients by means of the computer program. For example, it is generally desirable to have the transfer function H(z) be fairly constant for frequencies on either side of the notch frequency f N . By way of example, if a notch with the boundaries 96080.01-96080.03 is to be inserted into the frequency response, with the frequency response above and below this notch being a 1, then the following table would merely be inserted into the computer. H(f)1 for 0 to 9608 radians H(f)0 for 96080.01 to 96080.03 radians H(f)1 for 96080.03 to 960 radians In many applications it is desirable to have a notch filter with a linear phase characteristic. In order to obtain such a linear phase characteristic, the limitation b i b M - i for all i should be inserted into the computer. This symmetry limitation is discussed in more detail at page 78 of the Rabiner and Gold reference, noted above. The insertion of this symmetry limitation into the computer program will yield a phase characteristic of the form 952(969)-(N-12)969. From a review of this equation, it can be seen that the linear phase characteristic of the filter is dependent only on the number of coefficients N used in the system. Thus, the sum total of all of the above-noted requirements can be translated into a desired frequency response, and that information written into a computer program. The notch filter designed in accordance with the foregoing method is capable of approximating zero to any desired degree at a predetermined fraction of the sample frequency f S or 1T. The notch frequency 969 N . i. e. 2960f N . can be located anywhere in the region 0, 960. Typically, the notch frequency 969 N will be set to less than 9608 to allow for a relatively high sample frequency in order to maintain signal fidelity. With the notch filter designed in accordance with the above-noted method, the phases 952 FB (f), 952 HA (f), and 952 NOTCH (f) will have a well-defined phase response thereby limiting the number of possible oscillation frequencies to a finite set in accordance with equations 6 and 7. Thus, it is possible to virtually eliminate the frequency response of the notch filter for this finite set of oscillation frequencies. Due to the nature of the typical sound system frequency response H HA (f) and 952 HA (f), the practical set of oscillation frequencies generally comprises only a single frequency. FEIGE. 6 shows this oscillation frequency f OSC in conjunction with a typical hearing aid transfer function. The next possible candidate for oscillation according to equation (7) is a frequency which is a multiple of 2960 away from the frequency of oscillation f OSC . This frequency can be found by utilizing the phase response portion of FIG. 6. For a typical hearing aid, this oscillation candidate has a gain characteristic which is substantially lower than the initial oscillation frequency f OSC . Thus, normally there is only one frequency of oscillation. However, in those cases where it is desired to have a substantial increase in overall gain, this oscillation frequency candidate will become a second oscillation frequency. This second oscillation frequency can be compensated merely by designing a second notch into the transfer function of the notch filter. It should be noted that this second notch could also be utilized to eliminate certain kinds of environmental noise. More specifically, this second notch could be utilized to remove environmental noise having a narrow frequency characteristic. Referring now to FIG. 7, there is shown a basic block diagram implementation for one embodiment of the present moving-average notch filter. An input X is applied on line 20 and then sampled which forms the input to a sequential memory 22. This memory device 22 operates to shift the input sample sequentially through a plurality of memory locations K through K-S-M where S is a constant, and M is a constant equal to the number of coefficients minus one. This shifting of of data in the memory from the addresses K to K-S-M is accomplished under control of pulses from a clock signal (not shown). For each of the memory locations K-S through K-S-M, the data held therein is applied to a respective multiplier for that memory location wherein it is multiplied by a weighting coefficient b i . where 08806i8806M. Each of the weighted outputs from the multipliers 24 is applied to an adder 26, which adds the respective multiplier 24 outputs to obtain an output signal Y proportional to the sum thereof. It should be noted that the constant S merely determines which set of consecutive memory locations will be weighted and applied to the adder. Thus, the setting of S to an integer not equal to zero causes older stored values to be utilized in the weighting and adding process. In other words, a delay period is inserted before the newest input sample is utilized in the weighting and adding calculation. Clearly, the simplest case for this device would be implemented with S0. From a review of the above discussion, it can clearly be seen that the output Y from the block diagram shown in FIG. 7 will comprise equation (9). This process of multiplying the input samples X K-S by b 0 . X K-S-1 by b 1 . through X K-S-M by b M is sometimes referred to as the linear convolution of the X K sequence with the b i sequence. On each clock pulse, a new input sample is applied to the storage location K and the data in each one of the storage locations is shifted to the next adjacent storage location and the weighting and addition sequences performed to obtain a Y K output. This procedure is repeated over and over, producing for every additional input sample, one additional output sample, according to the equation (9). For S0, this operation essentially reduces to utilizing the new input sample X K to obtain the new output sample Y K while at the same time, discarding the oldest input sample X K-M that was used in the previous step. The above realization of equation (9) shown in FIG. 7, is referred to as the direct form realization. Equation (9) can be realized in a variety of different forms. In this regard, see page 40 of the Rabiner and Gold reference noted above. The blocks K, K-1. K-S-M can among others be realized utilizing tapped delay lines discrete time memories, and digital computer storage. Referring now to FIG. 8, a circuit implementation of the block diagram shown in FIG. 7 is disclosed. A transducer 30 is provided for generating an electrical signal in accordance with sound-wave excitations in the environment. By way of example, this transducer could comprise a Knowles 1750 microphone. The output signal from the transducer 30 is applied via a coupling capacitor 32 to the negative input of an operational amplifier 34 biased in an amplification configuration. The output from the amplifier 34 is applied to the negative input of a second operational amplifier 36 which is also biased in an amplification configuration. The output from the second operational amplifier 36 is applied by means of a coupling capacitor 38 to the analog input of a tapped delay line 40. By way of example, this delay line may be implemented with a Reticon tapped delay line with 32 taps. (Only ten taps are shown and used in the figure). Thus, in the particular implementation shown, the number of coefficients M110. This tapped delay line 40 is operated under the control of clock signals 934 2 and 934 1 . There are a variety of methods of generating clock signals. The particular method utilized in the present implementation includes a connection of NAND gates 42 and 44 in a feedback configuration such that an oscillation frequency is obtained in accordance with the values of the resistors and capacitor shown in the feedback loop for these NAND gates. The oscillation frequency obtained from the NAND gate 44 is applied to a third NAND gate 46 which operates to invert and shape the signal. The output from the NAND gate 46 is applied to the T input of a D-type flip-flop 48. The flip-flop 48 operates to halve the frequency that appears at its input. The Q output of the flip-flop 48 is applied to the delay line 40 as the 934 2 clock signal. The Q output of the flip-flop 48 is applied to the delay line 40 as the 934 1 clock signal. By way of example, the above-noted NAND gates can be implemented by utilizing one-quarter of a quad two-input NAND chip MC14011 from Motorola Corporation, and the flip-flop 48 can be implemented by utilizing one-half of a dual D-type flip-flop chip CD 4013 from RCA CD4013. Referring again to the tapped delay line 40, the data sample held at each TAP location is shifted upward to a higher TAP number under control of the clock signal inputs from the flip-flop 48. The newest input sample from the analog input of the tapped delay line 40 is applied to the vacated TAP 1 location. Likewise, the oldest sample located in TAP 32 is deleted. An output signal from each tap flows through the resistor 43 to ground. The AC voltage at the junction point 41 will be proportional to the input sample held in the TAP. This voltage is applied via a blocking capacitor 45 to the respective weighting resistor 47 for that particular TAP. The values for these weighting resistors 47 are determined in accordance with the following equation: EQU7 By way of example, the weighting resistors for a particular set of b coefficients determined in accordance with the McClellan, Parks, and Rabiner computer program noted above is set forth on the drawing. In the figure, the TAP 1 represents the TAP or memory storage X K (assuming S0), the memory storage location for the newest input sample. Likewise, the TAP 2 represents the memory storage K-1, and so on. The weighted signals from the TAPs 1-10 are summed in the operational amplifiers 49 and 51. Two amplifiers are used in this circuit because some of the weighted inputs need to be negative. Thus, one adder sums the positive weighted inputs, while the other adder sums the negative weighted inputs. The output signals from the amplifiers 49 and 51 are applied to the negative and positive inputs of the operational amplifier 50, which is connected in a differential amplifier configuration. The amplifier 50 subtracts one input from the other and applies its output via a coupling capacitor 52 to a speaker 54. By way of example, the speaker 54 may comprise a Knowles BK1604 receiver. Likewise, the operational amplifiers 34, 36, 49 and 51 may comprise Raytheon chips RC4156 (only one-fourth of the chip is needed for each operational amplifier. The operational amplifier 50 may comprise one-half of a Raytheon chip RC4558. It should be noted that the tapped delay line 40 and the weighting configuration 43, 45 and 47 could alternatively be implemented by means of a RETICON R5602 Transversal Filter. In the present configuration, all of the integrated circuit chips were energized with one 9 V battery cell. It should again be emphasized that there is a wide variety of techniques for implementing equation (9). The particular configurations shown in FIG. 7 in block diagram form, and in FIG. 8 in schematic circuit form, comprise only one technique out of many that could be used for implementing equation (9). Thus, the present invention is in no way limited to this particular block diagram and circuit implementation. It should be noted that the feedback path characteristics (the feedback transfer function) shown in FIG. 1, may drift or change with time. In such cases, it is desirable to have a notch filter which automatically adjusts its notch location in the filter frequency response so that it tracks the feedback oscillation frequency changes. The circuit shown in FIG. 9 is one implementation for a control system for an automatically adjustable notch filter. It should be noted at the outset, that a notch in the frequency response of digital filters and discrete-time filters can be shifted in frequency by varying the sampling frequency or clock frequency controlling the filter. This can be seen by noting that the moving-average notch filter of the present invention will have a transfer function in accordance with the following equations: EQU8 In this equation, the sampling period T has been substituted by 1f S . the reciprocal of the sampling frequency. Thus, it can be seen that if the sampling frequency f S is changed to a different value, such as for example 2f S . then the transfer function for the changed moving-average notch filter will have the same gain and phase response as that for the original sampling frequency f S but now at double the frequency of the original. In other words, the location of the notch has been changed from the frequency f N to the frequency 2f N . From the foregoing discussion of FIGS. 7 and 8, it can be seen that the sampling frequency f S can be changed by merely changing the clock frequency controlling the memory device 22 of FIG. 7 or the tapped delay line 40 of FIG. 8. In the implementation of FIG. 8, the frequency controlled clock signal could merely be applied to the T input of the flip-flop 48 instead of the oscillator circuit shown in FIG. 8. There are a variety of techniques for effecting this adaptive control of the clock sampling frequency for the digital notch filter. The circuit in FIG. 9 is based on the assumption that a feedback oscillation signal is relatively large in amplitude and has rather evenly spaced zero-crossings. Thus, the output signal Y K from the moving-average notch filter is applied to a detector 60 comprising an operational amplifier 62. The operational amplifier 62 is properly biased at its input such that it will detect only signals having a voltage amplitude above a particular threshold voltage. This threshold voltage is usually set such that the detector 60 will detect only signals using almost all of the total dynamic range of the system. The square wave output from the operational amplifier 62 is applied to a frequency-to-voltage converter 64 which operates to generate a voltage proportional to this oscillation frequency. The voltage output from the frequency-to-voltage converter 64 is then applied to a sampler 65 comprising a switch 66, a capacitor 68, and an operational amplifier 70. The voltage signal from the frequency-to-voltage converter 64 charges the capacitor 68 when the switch 66 is initially closed. The capacitor 68 acts as a memory element to memorize the voltage proportional to the last feedback frequency applied from the frequency-to-voltage converter 64. The voltage on the capacitor 68 will be maintained until the switch 66 is again closed. At that time, the voltage on the capacitor 68 will either be charged to a higher level or discharged to a lower level in accordance with the voltage applied from the frequency-to-voltage converter 64. Thus, the voltage on the capacitor 68 is always representative of the oscillation feedback frequency generated by the frequency-to-voltage converter 64 on the most recent closing of the switch 66. The operational amplifier 70 is connected in a voltage follower configuration such that a high load impedance is presented to the capacitor 68 to thereby prevent leakage of the capacitor voltage. The output of the voltage follower 70 is a voltage representative of the voltage held on the capacitor 68. This output voltage from the voltage follower 70 is applied to a voltage-to-frequency converter 72 which operates to generate a control signal frequency for application to the T input of flip-flop 48 instead of the oscillator circuit shown in FIG. 8. In the present implementation, the frequency that would be generated in accordance with the output from the amplifier 70 is not sufficient to properly control the clock oscillator. Thus, a frequency translator 74 comprising a digital divider 76 is included in the circuit. This circuit essentially forces the voltage-to-frequency converter 72 to generate a control frequency f C proportional to the input voltage from the amplifier 70 multiplied by a constant L. This multiplication is accomplished by taking the output signal from the voltage-to-frequency converter 72 and applying it to a digital divide-by-L circuit 76, to thereafter apply this in frequency divided signal to the control input of the block 72. It should be noted that certain loud speech sounds with amplitudes using the total dynamic range of the system will also be detected by the detector 60. In order to prevent the utilization of these loud speech sounds in the adaptive control of the notch, an integratordetector circuit 78 is included. The inclusion of this integratordetector circuit 78 is based on the assumption that a feedback oscillation signal will have regularly spaced zero crossings and will therefore produce output pulses at extremely regular intervals from the detector 60. Thus, the circuit 78 is designed to possibly close the switch 66 only after a certain fixed number of detected pulses have been applied to the integrator. The integrator 78 comprises an operational amplifier 82 with a capacitor 80 connected to its input terminal such that it is in an integrator configuration. The output from the detector 60 is applied to this input terminal of the amplifier 82. Whenever in the particular configuration shown in FIG. 9, a genuine feedback oscillation signal occurs, a fixed number of positive and negative pulses will be applied to the integrator such that the integrator output voltage is close to zero. A close to zero voltage output from the integrator 78 will close switch 66 via a detector. When the switch 66 is closed, the voltage output from the frequency-to-voltage converter 64 is applied to the capacitor 68 to charge or discharge that capacitor to a voltage proportional to a new feedback oscillation frequency in accordance with the above discussion. This new feedback oscillation frequency will then be applied to the voltage-to-frequency converter 72 to generate a frequency that controls the sample frequency for the circuit shown in FIG. 8. The frequency-to-voltage converter 64 and the voltage-to-frequency converter 72 may be implemented, by way of example, by Raytheon chips 4151. These converters could also be implemented by the RCA COSMOS Micropower Phase Lock Loop chip CD 4046 which includes a frequency-to-voltage converter, a voltage-to-frequency converter, and the capability of frequency translation on a single chip. While I have shown and described several embodiments in accordance with the present invention, it is understood that the same is not limited thereto but is susceptible to numerous changes and modifications as known to those skilled in the art and I therefore do not wish to be limited to the details shown and described herein but intend to cover all such changes and modifications as are encompassed by the scope of the appended claims.33 views (last 30 days) Im rotating an electric machine by using dSPACE This machine has two phases and thats why I need to know the average current and voltage for a period of 180 degree. I searched for a moving average filter in Simulink but Im not able to find what I want. The sample time is fixed and the speed of the electric machine will vary. This means that by using different rotational speeds the number of samples should be different to cover the period of 180 degree. What will be the easiest way to do this (using memory blocks is not an option because than I need several hundreds of them). Is there maybe a nice function block what is able to do this 0 Comments Select Your Country
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